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舉例說明，假設PCB厚度為0.0625in（h=62.5mil），1盎司覆銅引線（t=1.35mil），寬度為0.01in（w=10mil），采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉米（Fm），但范圍可從4.0Fm至4.7Fm。本例計算得到的特征值為Z0=134，C0=1.04pFin，L0=18.7nHin。對于ISM-RF設計中，電路板上布局長度為12.7mm（0.5in）的引線，可產生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數（圖8）。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響（LC乘積的變化），可能產生315MHz±2%或433.92MHz±3.5%的變化。由于引線寄生效應所產生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。另外一個例子是Maxim的超外差接收機（MAX7042）的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH；433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。綜上所述，布板須遵循以下原則：保持引線長度盡可能短。關鍵電路盡量靠近器件放置。根據實際布局寄生效應對關鍵元件進行補償。接地與填充處理接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場，產生良好的屏蔽機制。直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優先流過最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區域。按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串擾（圖9）。如何避免印制板PCB布局中出現各種缺陷圖9.盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串擾。填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設連續接地區域或需要屏蔽敏感電路的設計（圖10）。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔（即過孔陣列），增大屏蔽效應8。請不要將保護線與設計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串擾。如何避免印制板PCB布局中出現各種缺陷圖10.RF系統設計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設銅皮的情況下。覆銅區域不接地（浮空）或僅在一端接地時，會制約其有效性。有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產生潛在通路，從而造成不利影響。簡而言之，如果在電路板上鋪設了一塊覆銅（非電路信號走線），來確保一致的電鍍厚度。覆銅區域應避免浮空，因為它們會影響電路設計。最后，確保考慮天線附近任何接地區域的影響。任何單極天線都將接地區域、走線和過孔作為系統均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向（輻射模板）。因此，不應將接地區域直接放置在單極PCB引線天線的下方。綜上所述，應該遵循以下原則：盡量提供連續、低阻的接地區域。填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設銅皮。如果電路板包括多個地層，信號線從一側過度另一側時，最好鋪設一個接地過孔。晶體電容過大寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規準則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。應遵循以下原則：晶體與RF器件之間的連線盡可能短。相互之間的走線盡可能保持隔離。如果并聯寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區域。平面走線電感不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：式中，a為線圈的平均半徑，單位為英寸；n為匝數；c為線圈磁芯的寬度（rOUTER-rINNER），單位為英寸。當線圈的c》0.2a時11，該計算方法的精度在5%之內。可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感。可以找到非常好的近似方法，對集成電路晶圓上的平面電感進行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進行修改，得到非常適合小尺寸及方形規格的平面電感估算方法12。式中，為充填比：；n為匝數，dAVG為平均直徑：。對于方形螺旋，K1=2.36，K2=2.75。避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無法預測電感值。此外，PCB生產過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向責任編輯：ct

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